Радиолокационный приемник сантиметрового диапазона (стр. 6 из 10)

Такой ПФ (рис.5.1.1,а) образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (длина участка связи равна L₀/4), и является наиболее употребительным из-за отсутствия особо критичных размеров.

Основными исходными данными для проектирования такого полосового фильтра являются:

частота сигнала, полоса пропускания приёмника, затухание в полосе пропускания L_п, обычно принимаемое за 3 дБ, полоса заграждения П_з, определемая в нашем случае как П_з=4f_пч=120 МГц, затухание на границах полосы заграждения L_з=26 дБ, волновые сопротивления подводящих линий W₀=75 Ом.

При использовании для аппроксимации частотной характеристики фильтра максимально плоских функций Баттерворта можем посчитать число элементов n по формуле:

n=lg (L_з-1)/(L_п-1) / lg(П_з/П_пр)

n=lg (20-1) / (1,4-1) / lg(120/1,03) = 0,81

Округляем в большую сторону и получаем, что проектируемый ПФ должен состоять из (n+1)=2 элементов.

Электрическая длинна l_i отрезков связанных линий всех звеньев фильтра одинакова: l_i =L₀/4,

где L₀- длина волны в линии на частоте f_с: L₀=f₀/2e,

e - эффективная диэлектрическая проницаемость среды в линии, равная для симметричной полосковой линии относительной диэлектрической проницаемости диэлектрика линии.

Для найденного значения n и заданного L_п=1,4 и П_п/f₀=0,2 определяем (n+1) коэффициент q_i (табл. 3.4) [9], которые представляют собой перепады характеристических сопротивлений ступенчатого перехода:

q₁=q₃=833,56 q₂=374123

Затем определяем величину переходных затуханий связанных звеньев (дБ):

С_i=10lg(q_i+1)

q₁=q₃=833,56 q₂=374123

C₁=C₃=29,2 дБ C₂=55,7 дБ

Теперь по таблице 3.5 [ 9 ] определяем для каждого звена b_i/d и S_i/d

b₁/d=b₃/d=0,993

S₁/d=S₃/d=3,08

5.4. Преобразователь частоты (смеситель)

Схема преобразователя частоты на полевом транзисторе

с внешним гетеродином ([4]):

В преобразователе частоты на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы, что позволяет добиться лучшей развязки между сигнальной и гетеродинной цепью по сравнению со смесителем на однозатворном ПТ ([3]). Преобразование частоты обеспечивается за счет изменения крутизны сток - затворной характеристики по сигнальному затвору под воздействием переменного напряжения на гетеродинном затворе.

Рис.3

Основные параметры транзистора берём из справочника [ 5 ] .

U_си=2 В .

R_и=200 Ом .

I_{с о}=5 мА .

U_{зи о}=0,5 В .

S_нач=6 мА/В

Пользуясь характеристиками ПТ (рис.3), выбираем напряжение смещения:

E_см=U_ЗИотс/2=0,5/2=0,25 В

Сумма амплитуд сигнала и гетеродина не должна превышать E_см.

Полагаем,что для ПТ крутизна при U_ЗИ=0: S_нач=6 мА/В,

при U_ЗИ=U_ЗИотс/2: S_нач/2=1,5 мА/В

Зависимость тока стока от напряжения затвор-исток U_ЗИ имеет вид:

I_С=0,5×S_нач×(1+ U_ЗИ / U_ЗИотс)²

При подаче на вход смесителя напряжений сигнала u_c=U_сcosw_ct и гетеродина u_г=U_гcosw_гt получаем амплитуду тока частоты w_п=w_г-w_с:

I_п=0,5×S_нач×U_ñ×U_r/ U_ЗИотс

Крутизна преобразования:

S_пр=1/2×S_м1=1/2×( S_макс - S_мин)/2=(6-1,5)/4=1,12 мА/В

Зададимся L₁ = L₂ = 1 мкГн;

Ñ₃ =С₄=1/((2×f₀)²×L)=1/((2×3,14×3×10⁷)²×10^-6)=

=28×10^-12=28 пФ

Характеристическое сопротивление контуров:

r_к= ÖL_к/Ñ_к = Ö10^-6/28×10^-12=1,9×10²

По таблице 6.1 [3] находим отношение полосы пропускания двухконтурного резонансного каскада к полосе приёмника:

Y(n)=1,56

Полоса пропускания одного каскада УПЧ по уровню -3 дБ:

П_iупч=П×Y(n)=6×1,56=9,3 МГц

Эквивалентное затухание контуров:

d_э= П_iупч/Ö2×f₀ =9,3/Ö2×1,3×10⁹=0,05

Полагаем коэффициент включения транзистора в

резонансный контур m₁=1;

d_э/r_к = d₀ + m₁²× g_вых.ПТ + m₂²× g_вх.УПЧ

Исходя из условий [3] зададимся собственными затуханиями:

d₀ @0,006..0,01. Принимаем: d₀ = 0,006; g_выхПТ @ 0.

Коэффициент подключения m₂ :

Коэффициенты передачи смесителя:

по напряжению:

К_u= m₁×m₂×S_пр× r_к /2×d_э =1×0,8×1,12×10^-3×1,9×10²/2×0,05=1,7

по мощности:

К_р= К_u²×R_а/ R_вхУПЧ=1,7×75/1×10² = 2,2

Для расчета коэффициента шума смесителя на ПТШ необходимы матрицы S-параметров транзистора АП328А2, которые, как правило, определяются экспериментально (в справочной литературе не обнаружены). Поэтому оценим коэффициент шума транзистора в режиме преобразования частоты :

Ш_ПЧ=(2..3)×Ш_тр=(2..3)×1,5 @ 3 дБ

Расчёт смесителя по постоянному току :

Напряжение смещения:

Е_см=U_си0= I_{c о}×R₂ =0,25 В

R₂ =0,25/5×10^-3=50 Ом

Напряжение источника питания:

Е_п=U_си0+I_{c о}×R_и=0,25+5×10^-3×0,2×10³=1,25 В

Так как необходимо согласовать ВЦ и вход смесителя с волновым сопротивлением антенно-фидерного тракта 75 Ом, то взяв R₁=R_óò=75 Oм получим входное сопротивление смесителя R_вх=75 Ом (т.к. входное сопротивление ПТШ достаточно велико).

5.5. Усилитель промежуточной частоты (УПЧ)

Усилители с широким динамическим диапазоном могут быть построены по схеме усилителя-ограничителя (УО) или усилителя с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). У последних между входным и выходным сигналом существует вполне определенная функциональная зависимость вида :

УО такой зависимостью не характеризуются.

Логарифмические усилители могут быть выполнены по параллельной и последовательной и схеме. В первой используется параллельное включение каскадов усилителя с различным коэффициентом усиления. Для защиты от перегрузок и повышения стабильности на выходе каждого каскада ставится двусторонний усилитель-ограничитель, и с выхода каждого канала сигналы суммируются. Однако увеличение массогабаритных показателей, связанное с необходимостью использования значительного числа каналов, обусловило большее распространение усилителей с ЛАХ, построенных по методу последовательного усиления и суммирования:

Рис.5.5.1.

Такой усилитель (рис.5.5.1) представляет собой последовательное соединение нескольких каскадов, каждый из которых, в общем случае, содержит линейный усилитель и двусторонний ограничитель. Выходы всех каскадов объединены сумматором через буферные каскады (БК), способствующие увеличению развязки между каскадами и повышению устойчивости усилителя. Для получения амплитудной характеристики, достаточно хорошо приближающейся к логарифмической, все каскады должны быть идентичны. В зависимости от особенностей реализации и назначения логарифмического усилителя, в обобщенную схему могут вноситься изменения. Так, возможно совмещение функций линейного усиления и двустороннего ограничения, например в ИМС; сумматор может быть выполнен в виде резистора, усилительного каскада или линии задержки; буферные каскады могут использоваться также и для коррекции частотной и фазовой характеристик усилителя.

Амплитудная характеристика логарифмических усилителей описывается системой уравнений:

где К₀ – коэффициент усиления в линейном режиме; U_âõ.í – ïîðîãîâûé óðîâåíü âõîäíîãî ñèãíàëà, íà÷èíàÿ ñ êîòîðîãî àìïëèòóäíàÿ õàðàêòåðèñòèêà ñòàíîâèòñÿ ëîãàðèôìè÷åñêîé; b – коэффициент, определяющий наклон ЛАХ.

Основные показатели логарифмического усилителя могут быть определены из соотношений [11]: