Проектирование устройства преобразования сигналов (стр. 6 из 9)

Следует указать еще одно преимущество систем с ИОС, обусловленное различием в скорости. Каждому заданному значению эквивалентной вероятности ошибки соответствует оптимальная длина кода, при отклонении от которой скорость передачи в системе с РОС уменьшается. В системах с ИОС при s/n>0,3 передачу сообщений выгоднее вести короткими кодами. При заданной наперед достоверности скорость передачи от этого становится больше. Это выгодно с практической точки зрения, т.к осуществлять кодирование и декодирование при коротких кодах легче.

С увеличением избыточности кода преимущество систем с ИОС по достоверности передачи возрастает даже при одинаковых по помехоустойчивости прямом и обратном каналах, особенно если передача сообщений и квитанции в системе с ИОС организована так, что ошибки в них оказываются некорректированными. Энергетический выигрыш в прямом канале системы с ИОС оказывается на порядок выше, чем в системе с РОС.

Таким образом, ИОС во всех случаях обеспечивает равную или более высокую помехозащищенность передачи сообщений по прямому каналу, особенно при больших s и бесшумном обратном канале. ИОС наиболее рационально применять в таких системах, где обратный канал по роду своей загрузки может быть без ущерба для других целей использован для эффективной передачи квитирующей информации. ИОС менее пригодна или неприменима, когда пропускная способность обратного канала значительно ниже пропускной способности прямого канала или она существенно лимитирована.

Исследования показали, что при заданной верности передачи оптимальная длина кода в системах с ИОС несколько меньше, чем в системах с РОС, что удешевляет реализацию устройств кодирования и декодирования. Однако общая сложность реализации систем с ИОС больше, чем систем с РОС. Поэтому системы с РОС нашли более широкое применение. Системы с ИОС применяют в тех случаях, когда обратный канал может быть без ущерба для других целей эффективно использован для передачи квитанций.

7.ПРОЕКТИРОВАНИЕ УПС

1 Рассчитать необходимую скорость передачи данных V исходя из объема передаваемой информации Iп, ориентировочного количества служебных символов Iсл и допустимого времени передачи Тсс.

V=(Iсл + Iп)/Тсс = (1,05 – 1,1) Iп)/Тсс. (1)

V= 1,1*260*10*3/(8*60) = 595,8 ≈600 бод.

На основании рекомендации МККТТ и соответствующих ГОСТов выбираем УПС-1,2 ТЧ/ТФ-ПД, предназначенное для полудуплексной передачи цифровых сигналов по коммутируемой телефонной сети общего пользования со скоростью 1200/600 бит/с. Рекомендации МККТТ V.23 и ГОСТ 20855-83. Передача данных должна осуществляться в одном направлении со скоростью 1200 или 600 бит/с ,при использовании ЧМ синхронным или асинхронным способом. Возможно применение канала ОС с ЧМ и скоростью модуляции 75 бод. Этот дополнительный канал может быть использован для исправления ошибок с РОС. Частота среднего прямого канала 1700 и 1500 Гц соответственно. Девиация частоты для скорости 600 бод-⁺_- 200 Гц. Нижняя частота 1300 Гц соответствует передачи двоичной «1» и верхняя частота 1700Гц- двоичному «0». Для обратного канала передачи двоичных «1» и «0» характеристические частоты 390 и 450 Гц соответственно. Для характеристических частот допускается отклонение от номинального значения не более чем ⁺_-10 Гц.

2. Длительность единичных элементов:

tо = 1/В = 1/600 =1,7*10 ^–3 с. (2)

где В – скорость модуляции. Из приложения 1, для данной скорости передач определяем: скорость модуляции В = 600 бит/с.

Несущая частота fн =1500 Гц, девиация частоты (для ЧМ) 200 Гц.

3 Для выбранного метода модуляции рассчитываем полосу пропускания фильтров передачи и приема.

для радиосигналов с двумя боковымя полосами: DFк = 1,42В;

Ширина полосы пропускания DFпф фильтров передачи и приема принимается:

DFпф = DFк = 1,42*600=852 Гц. (3)

С учетом допуска на временную и температурную нестабильность параметров элементов фильтров, обычно DFпф принимают несколько большим расчетного значения.

4 Определяем частоты вспомогательного генератора преобразователя и центральных полосовых фильтров. Центральная частота полосового фильтра зависит от частоты модуляции. Частота модуляции должна быть в 5–10 раз выше частоты изменения модулирующего сигнала, т.е.

f1м >(5 – 10)В>8000 Гц (4)

Можно принять f1м=8 кГц, то генератор преобразователя должен иметь частоту:

f2м = f1м – fн = 8 – 1,5 =6,5 кГц (5)

Полоса пропускания фильтра ПФ2 при этом находится в пределах (1,5 ± 1,15) кГц, т.е. от 350 до 2650 Гц. Сдвиг частот генераторов Г1, Г2, Г3 не может превышать при этом ±1 Гц.

5 Определяем частоты приемного преобразователя f3м.

Для уменьшения искажений на приёмной стороне демодуляцию проводят на повышенной частоте. С целью упрощения реализации УПС частоту преобразователя f3м целесообразно принимать:

f3м =f2м=6,2 кГц. (6)

6 На основании скорости модуляции и типа канала выбраем допустимую вероятность ошибочного приема единичных элементов УПС Р0 (приложение 2).

Р = 1*10 ^-3

Формула для расчета Рош :

Р _ош =0,5*(1-Ф(√h))

Из таблицы значений функций Крампа Ф(х) (1) находятся отношения эффективных значений напряжений сигнала Uсэф и помехи Uпэф q = Uсэф/Uпэф. С учетом того, что погрешность синхронизации может вызвать дополнительные ошибки, величину q принимают несколько больше расчетной.

7 Определяем эффективное значение помехи на выходе ПФ приемника. За счет фильтрации эффективное значение помехи на выходе ПФ приемника:

(7)

где Uпэф эффективное значение флуктуационной помехи в полосе канала.

U _пэф = √(2,2*10 ^–3) ² *855/852 =2,2 мВ

Ф(√h ) = 1-2Ро = 1-1*10 ^–3 = 0,999

√h =3,3 ; h = 10,89

h=q√∆F_п/B

q=h/√∆F_п/B =9,14

Ucэф = qUпэф = 9,14*2,2=20,1 мВ (8)

Эффективное значение сигнала на входе приёмника

Минимальный уровень сигнала на выходе передатчика (вход канала)

rсвых = 20 lg(Ucэф/775). (9)

rсвых = 20 lg(20,1/775)= -31,7 дБ

Здесь, 775 мВ, напряжение в точке канала, принятой за исходную.

С учетом затухания канала минимальный уровень сигнала на выходе передающей части (на входе канала) должен быть:

rсвх>rсвых +аост . (10)

где аост – остаточное затухание канала.

rсвх >-31,7+10 = -21,7

При этом, должно выполняться условие rсвх<rсдоп. Максимально допустимый уровень сигнала на входе некоммутируемого канала ТЧ, согласно ГОСТ 25007–81, равен – rсдоп = 13дБмО.

8 Вероятность ошибки по элементам за счёт перерывов Роп .

Р_0П<rсдоп » 0,5(t_прn_пр)/(3600τ₀В)=(ν_прt_пр)/7200=(20*10^-6*0,15)/7200=4,16*10^-10

где tпр –средняя длительность перерывов при учете прерываний длительности свыше t0, nпр – интенсивность перерывов (количество перерывов в час), t0 – длительность единичного интервала.

Максимальная допустимая вероятность ошибки на выходе УПС от воздействия флуктуационных помех:

Р0ф Ј Р0 – Р0п. (12)

Р_оф>=Р_лз

Р_оф≈10^-5≈5*10^-5

9 Выбор метода регистрации. Эффективная исправляющая способность приемника m_эф = 47% для синхронных систем. Максимально допустимая среднеквадратическая величина краевых искажений d_кв, которая:

при интегральном методе регистрации:

Р_0доп = 0,5[1 – Ф(z)] + 2Т(z1,m1) – 2N(z,m3). (14)

где T(z,m) – функция Оуэна, Ф(z) – функция Крампа значения которой при различных z и m приведены в [1].

z = μ_эф – δ_пр*δ_кв

z1 = (0,5 – δ_пр)/( 2δ_кв) (15)

m1 = 0,5/(0,5 – 2δ_пр)

m3 =а_пр/(0,5 – а_пр) (16)

а_пр=0,01

11 Рассчитаем параметры УСДУ формирования тактовых импульсов.

На основе исправляющей способности m_эф вычисляем максимально допустимую погрешность синхронизации ε_с и определяем коэффициент нестабильности частоты задающего генератора k_f , а также коэффициенты деления реверсивного счетчика S, делителя частоты m_д и частоту задающего генератора.Допустимая погрешность синхронизации:

а_доп = а_с = 0,5 – м_эф – δ_пр (19)

где ε_с – погрешность синхронизации, μ_эф – эффективная исправляющая способность приёмника при краевых искажениях сигнала, δ_пр – преобладание приёмника.

а_доп= 0,5 - 0,47 = 0,03

Если допустимая величина погрешности синхронизации а_допЈ 0,03, то такая погрешность устройства синхронизации практически не влияет на помехоустойчивость приемника. Тогда допустимую величину коэффициента нестабильности задающих генераторов k_f модулятора и демодулятора можно определить из неравенства: