Синтез электронных схем на компонентном уровне и компенсация влияния паразитных емкостей полупро (стр. 4 из 9)

, (44)

(45)

непосредственно определяется желаемым (достижимым) уровнем компенсации. Именно поэтому и будет наблюдаться режимная зависимость частоты единичного усиления такого устройства.

В этой связи кардинальным способом решения практических задач является переход на схемотехнику устройств с собственной компенсацией путем изменения геометрии транзисторов и создания под сформулированный здесь принцип «сигнальной» доступности подложки.

В этом случае компенсация влияния соответствующей паразитной емкости совпадает со структурой организации компенсирующего контура влияния

.

На рис. 10 показана топология p-n-p транзистора ФГУП НПП «Пульсар».

а) б)

Рис. 10. Топология p-n-p транзистора ФГУП НПП «Пульсар» без компенсации Сп (а) и с компенсацией Сп (б)

Особенность изоляции p-n переходом такого транзистора состоит в том, что вывод от его изолирующего кармана К1 обычно подключается к шине положительного источника питания Еп при металлизации. Однако, если вывод К1 в конкретной схеме соединить с эмиттером p-n-p транзистора (рис. 10б), а эмиттер подключить к Еп через резистор Rэ, сопротивление которого в 5

10 раз превышает сопротивление эмиттерного перехода, то в соответствии с (42) эффективное значение емкости на подложку Сп уменьшается:

, (46)

где

– комплексный коэффициент передачи тока эмиттера; – верхняя граничная частота коэффициента усиления по току эмиттера.

а)

б)

Рис. 11. Примеры собственной компенсации емкости на подложку p-n-p транзистора V3

Например, в схеме каскодного усилителя рис. 11а, сформированный таким образом вывод К1 от изолирующего кармана и эмиттера p-n-p транзистора V3 должен (для получения эффекта компенсации Сп3) соединяться с шиной положительного источника питания

через резистор . Это несколько сужает области практического использования такого технического решения, так как высокоомный резистор R1 не всегда удается реализовать. Поэтому в ряде случаев целесообразно введение дополнительного компенсирующего канала на транзисторе V2 (рис. 11б), что позволяет снять ограничение на способ соединения эмиттера входного транзистора V1 с шиной питания .

Так, для схемы рис. 11б в диапазоне частот

эффективная емкость на подложку выходного транзистора V3 согласно (42) определится следующим соотношением:

, (47)

компенсация дифференциальный каскад кристалл

где

– коэффициент передачи тока эмиттера транзисторов V2, V3.

На рис. 12 показан вариант построения компенсирующего канала на транзисторе V2.

Рис. 12. Вариант построения компенсирующего канала на транзисторе V2

а)

б)

Рис. 13. Каскадный усилитель без компенсации Сп (а) и с компенсацией Сп (б)

На рис. 13 приведены схемы исследованных в среде PSpice каскодных усилителей со стандартной (рис. 13а) и предлагаемой (рис. 13б) топологией.

Рис. 1 ЛАЧХ коэффициента передачи по напряжению каскадных усилителей

Амплитудно-частотные характеристики усилителей рис. 13, представленные на рис. 14, свидетельствуют, что рассмотренный способ уменьшения влияния емкости на подложку расширяет частотный диапазон каскада в 6

7 раз.

Структурная идентичность компенсирующих контуров в обратной связи, минимизирующих влияние

и в усилительных каскадах, показывает, что при определенных топологиях транзистора, имеющего максимальное сопротивление нагрузки и, следовательно, коэффициент усиления оказывается возможной одновременная собственная компенсация влияния указанных емкостей. В некоторых практических задачах именно эти дово-ды могут быть решающими для выбора способов схемотехнической реали-зации. В качестве примера, демонстрирующего такой подход, рассмотрим схему каскада, показанную на рис. 15.

а)

б)

Рис. 15. Каскадный усилитель с компенсацией Сп и Скб транзистора V2 (а) и его модель в среде PSpice (б)

Из принципов взаимодействия транзисторов V1 и V2 видно, что каскад с общей базой на V2 обеспечивает компенсацию влияния

и при условии, что вывод изолирующего кармана (рис. 10) соединен с его входом. Однако, как и ранее, численное значение оказывается достаточно большим.

Как показывает компьютерное моделирование (рис. 15б), это позволяет обеспечить еще больший выигрыш по верхней граничной частоте (рис. 16).

Рис. 16. ЛАЧХ коэффициента передачи по напряжению каскодных усилителей со стандартной топологией (рис. 13а), топологией с компенсацией только Сп (рис. 13б) и топологией с компенсацией Сп и Скб (рис. 15б)

Недостатком взаимной компенсации является относительно высокая чувствительность этого условия к нестабильности

и . Так, для указанного на рис. 9 случая относительная чувствительность постоянной времени усилителя и, следовательно, его граничной частоты определяется соотношениями (42)–(44).

Завершая обсуждение найденных принципов собственной и взаимной компенсации влияния паразитных емкостей полупроводниковых компонентов, целесообразно отметить два обстоятельства, имеющих, возможно, самостоятельное значение в аналоговой микросхемотехнике.

Во-первых, относительно хорошая корреляция полупроводниковых емкостей отдельных областей кристалла, их режимная зависимость позволяют без существенного увеличения погрешности реализации граничной частоты усилителей и запаса устойчивости по фазе широко использовать сочетание собственной и взаимной компенсации. В этом случае создаваемый компенсирующий контур обратной связи с положительным возвратным отношением должен иметь достаточную (>1) глубину для создания условий чередования знаков в поправочных номиналах.

Например, постоянная времени, обусловленная влиянием проходной емкости транзистора с учетом действия контура обратной связи, является отрицательной величиной и частично компенсирует действия положительной постоянной, определяемой емкостью подложки.

Во-вторых, принцип действия компенсирующего контура обратной связи можно использовать и для частотной коррекции характеристик усилителя в целом. Так, в СВЧ ОУ для SiGe технологии доминирующим фактором может оказаться влияние «времени пролета», поэтому даже при минимальной «электрической длине» схемы может быть реализован избыточный запас устойчивости по фазе, который и можно использовать для расширения диапазона рабочих частот. На рис. 17 приведена схема такого ОУ для технологического процесса SGB25VD.

Рис. 17. Схема СВЧ ОУ со взаимной компенсацией влияния

Здесь корректирующий конденсатор

образует контур с положительным возвратным отношением и компенсирует влияние емкости нагрузки в усилительном каскаде. Результаты моделирования схем в среде Cadence приведены в табл. 2.

Таблица 2

Результаты моделирования схемы СВЧ ОУ

Условие	Параметр
	,(ГГц)	,(град)	,(кВ/мкс)	,(кВ/мкс)	,(В)
	16,2	56,3	7,23	4,54	0,8
	17,6	47,7	6,87	4,51	0,8

Таким образом, сформулированный принцип компенсации дает позитивные результаты в диапазоне сверхвысоких частот и может использоваться для решения широкого класса практических задач.