Частотно-модульовані сигнали (стр. 5 из 13)

Рисунок 2.11 – Схема заміщення для коливань високої частоти

Крім того, припустимо, що коливальні контури мають однакові резонансні частоти, рівні частоті настройки детектора

. Ємність зв’язку між контурами завжди вибирається малою (С_св – одиниці пікофарад), тобто її опір в багато разів більше опору другого контуру. Зробимо спочатку наближений аналіз роботи схеми у випадку, коли модуляція відсутня і на детектор впливає гармонічна напруга з частотою . Розташуємо вертикально вектор і визначимо положення вектора . Приблизно можна вважати, що струм зв’язку İ, що протікає по ланцюгу, позначеної 1-2-3, визначається тільки опором конденсатора зв’язку і тому випереджає , на π/2.

Рисунок 2.12 – Векторні діаграми

Другий контур має активний резонансний опір і, отже,

знаходиться у фазі з İ (рис. 2.12а). Як видно із схеми включення діодів, напруга на них визначається з рівнянь [3]:

(2.31)

Побудувавши векторну діаграму, що відображає дані рівняння, можна зробити висновок, що при

маємо , звідси та

При позитивній розстройці

опору контурів набуває активно-ємкісного характеру, відстає від İ (рис. 2.12б), і на виході детектора утворюється напруга . При негативній роз стойці , опори контурів стають активно-індуктивними, випереджає İ (рис. 2.12б) і та .

Тепер врахуємо активний опір другого контуру, який виявляється все таки відчутним у порівнянні з ємнісним опором конденсатора зв’язку. У цьому випадку при

струм İ випереджає напругу на кут менший π/2 (рис. 2.12г), що викликає розбалансування детектора і появу на виході напруги . Для усунення цього другий контур налаштовують на частоту, трохи більшу частоти налаштування детектора . Тоді опір другого контуру стає активно-індуктивним і напруга випереджає струм İ (рис. 2.12г). Регулюванням резонансної частоти другого контуру добиваються зрушення по фазі між і рівного π/2. Детектор буде збалансований (при напруга ).

В режимі модуляції, коли розстройка Δf визначається первинним сигналом, у схемі частотного детектора відбуваються відповідні зміни

. При цьому напруга на виході детектора на деякому інтервалі змінюється пропорційно величині і відповідно знаку розстройки Δf також за законом первинного сигналу.

Ефект перетворення ЧМ-АЧМ зручно враховувати, у попередній схемі, за допомогою узагальненої характеристики γ. В даному випадку замість σ₀ роль постійного параметру виконує η – параметр зв’язку між контурами. Графіки залежності γ(σ₀, η) наведені на рис. 2.13 [3].

Рисунок 2.13 – Графіки залежності γ(σ₀, η)

Узагальнена характеристика обчислюється виходячи з того, що напруга на виході детектора визначається різницею амплітуд напруги на діодах [3]:

.(2.32)

Розрахунок кривих γ(σ₀, η) виконують за формулою [7]:

(2.33)

Параметр зв’язку η розраховується з урахуванням того, що коефіцієнт включення р другого контуру рівний 0,5.

.

Вибір кривої (η=const) за очікуваним значенням σ_max, а також оцінка перекручувань аналогічні тому, як і для частотного детектора з двома взаємно розстроєними контурами. Крутизна характеристики частотного детектора обчислюється за формулою (2.28), але з підстановкою амплітуди напруги на першому контурі

.

При порівнянні графіків узагальнених характеристик (додатку Г і рис. 2.13) випливає, що частотний детектор із двома розстроєними контурами за інших рівних умов має більшу крутизну характеристики, ніж детектор із двоконтурним фільтром. У деяких випадках ця обставина може і визначати вибір схеми детектора.

Проведений аналіз різних схем ЧМ-демодуляторів показує, що необхідне відношення

може бути забезпечено тільки при відносно невеликій девіації частоти ЧМ сигналу. Тому що потужність корисного сигналу на виході демодулятора визначається крутизною детекторної характеристики, що в свою чергу прямо пропорційна добротності контурів перетворювача виду модуляції ЧМ в АЧМ (Q_{реалізоване} не перевищує 100-200). При збільшенні девіації частоти демодулюючого сигналу добротність контурів зменшується пропорційно збільшенню девіації частоти. Тому спроби демодуляції сигналу з великою девіацією частоти автоматично приводять до погіршення на виході демодулятора.

У такий спосіб в існуючих схемах ЧМ демодуляторів мають місце протиріччя між відношенням

та величиною девіації частоти, а отже і смугою частот, яку займає сигнал. З ростом ширини спектру демодулюючого сигналу пропорційно зростає потужність шумів, а потужність корисного сигналу зменшується через зменшення крутизни характеристики демодулятора.

Вирішення даної проблеми забезпечується в запропонованій схемі частотного демодулятора (додаток Д).

Викривлення при детектуванні ЧМ коливань

Розглянемо викривлення при частотному детектуванні. Припустимо, що амплітуда вхідного коливання постійна. В цьому випадку викривлення можуть виникати з таких причин:

– за рахунок не лінійності перетворення ЧМ-АЧМ;

– за рахунок викривлення при амплітудному детектуванні;

– за рахунок відхилення частотних параметрів вхідного сигналу (

) від розрахункових значень.

Викривлення при перетворення ЧМ-АЧМ виникають внаслідок не лінійності робочої ділянки узагальненої характеристики. Ці перекручування оцінюють коефіцієнтом гармонік. Амплітуди гармонік

визначають методом п’яти ординат за графіком узагальненої характеристики (рис. 2.14) [6].

Рисунок 2.14 – Графік узагальненої характеристики

Завдяки симетричності кривих γ(σ) відносно початку координат

, вираз для розрахунку коефіцієнта гармонік спрощується [6]:

,(2.34)

де:

(2.35)

.(2.36)

Якщо амплітудні детектори лінійні, то нелінійні викривлення частотного детектора оцінюють тільки за узагальненою характеристикою. В іншому випадку, їх потрібно оцінювати за характеристикою частотного детектора, яку зручно отримати експериментально.

Викривлення за рахунок відхилення частотних параметрів вхідного сигналу від номіналу можна простежити за характеристикою частотного детектора (рис. 2.15) [3]. Ці викривлення мають дві основні причини: