Частотно-модульовані сигнали (стр. 4 из 13)
В міру наростання негативного зсуву на діоді кут відсічення зменшується, вхідний опір детектора зростає й амплітуда коливань на контурі збільшується. Таким чином, швидкість наростання коливань на контурі (і напруги на виході детектора) залежить одночасно від параметрів контуру і детектора. Детальний аналіз процесу приводить до наступного виразу для розрахунків тривалості фронту імпульсу [3]:
.(2.16)Усі величини, що входять до даного виразу, обчислюються стосовно сталого режиму.
Час спаду tc визначається протяжністю розряду конденсатора С через резистор R, тобто постійна часу інерційного кола. При відліку на рівні 0,05U0 [3]:
.(2.17)Завал вершини імпульсу ΔU0 розраховується таким чином, як у відео підсилювачах [3]:
.(2.18)
Рисунок 2.8 – Викривлення при детектуванні імпульсних сигналів
Простіший спосіб перетворення частотно-модульованого коливання в амплітудно-частотне модульоване коливання полягає в наступному. Частотно-модульоване коливання приводиться до паралельного коливального контуру, який налаштований на таку частоту f0>fн, щоб значення fн приходилося приблизно на середину крутої частини схилу резонансної характеристики контуру (рис. 2.9) [3].
Рисунок 2.9 – Принцип роботи паралельного коливального контуру
Якщо до такого контуру під’єднати амплітудний детектор, то напруга на виході детектора буде відновлювати огинаючу АЧМ коливання. На зміну частоти високочастотного заповнення АЧМ коливання амплітудний детектор не реагує.
Основний недолік одиночного коливального контуру як перетворювача ЧМ-АЧМ складається, у тому що робочий інтервал частот, що відповідає лінійному перетворенню, дуже малий. Значно кращі результати дає використання системи з двох контурів, симетрично розстроєних щодо частоти настроювання детектора.
З двома розстроєними коливальними контурами
На рис. Д.В.2 [3] зображена схема частотного детектора з двома розстроєними контурами. Частотний детектор має два плеча, кожне з яких містить у собі коливальний контур і амплітудний детектор. Коливальні контури налаштовані на частоти f01 та f02, які рівно відстають від частоти настроювання детектора fd на величину Δf0 (рис. 2.10а) [3].
Рисунок 2.10 – Узагальнена характеристика детектрора
Розглянута схема являється балансною – при рівності амплітуд напруг на коливальних контурах, напруга на виході частотного детектора дорівнює нулю. В загальному випадку
, що дозволяє виразити характеристику частотного детектора через різницю резонансних характеристик коливальних контурів 
. Функцію 
називають узагальненою характеристикою, побудова її графіка показана на рис. 2.10б [3].Як видно зі схеми та графіків (рис. Д.В.2, 2.10):
,(2.19) 
(2.20)де Кd – коефіцієнт детектування амплітудних детекторів;
Um max – амплітуда напруги на контурі при резонансі.
Отже,
.(2.21)Таким чином, характеристика частотного детектора (рис. 2.7) відрізняється від узагальненої характеристики (рис. 2.10б) тільки постійним множником КdUmmax.
Щоб мати одиничні графіки для розрахунку частотних детекторів у різних діапазонах частот, користуються не абсолютною, а відносно-поточною розстройкою сигналу
. Крім того, враховують параметри конкретних коливальних контурів – еквівалентну добротність QЄ і відносну фіксовану розстройку 
, що визначає форму резонансних характеристик і їхню прив’язку до початку координат. Об’єднати усі ці параметри і виразити через них узагальнену характеристику зручно за допомогою узагальнених розстройок: поточної узагальненої розстройки сигналу σ і фіксованої узагальненої розстройки контурів σ0 [3]:
,(2.22) 
.(2.23)Для запису узагальненої характеристики γ, як функції узагальнених розстройок σ та σ0, скористаємося рівнянням резонансної характеристики одиночного рівнобіжного коливального контуру [3]:
,(2.24)де
– поточна узагальнена розстройка; 
– поточна абсолютна розстройка;f0 – резонансна частота контуру.
В нашому випадку відлік розстройок ведеться не від резонансних частот контурів f01 і f02, а від частоти настроювання детектора fd. Отже, по відношенню до резонансної частоти першого контуру початок відліку розстройки зміщено на Δf0 вправо: Δf1=Δfк +Δf0, а для другого контуру – вліво: Δf1=Δfк – Δf0.
З врахуванням того, що Δf0< fd, тобто 
чи 
можна записати [3]:
(2.25)(2.26)
Відповідно [3]:
(2.27)Графіки залежності
приведені в додатку Г, які побудовані при позитивних значеннях σ. Якщо σ<0, то криві розташовуються в третьому квадранті симетрично відносно початку координат.Від початкової розстройки σ0 залежить яка крутизна узагальнених характеристик, так і довжина їх початкової лінійної ділянки. Тому вибір σ0 слідує здійснювати з обліком конкретних очікуваних значень максимальної розстройки (девіації) Δf1max. Величина σ0 вибирається такою, щоб узагальнена характеристика була лінійною до значення
і при цьому мала можливо велику крутизну.Крутизна характеристики частотного детектора обчислюється за даними, отриманими із графіка узагальненої характеристики. Для зворотного значення σ0 по величині σmax. Тоді, враховуючи (2.12), (2.21), (2.22), (2.23) вираз для розрахунку SЧД приймає вигляд [7]:
(2.28)Далі, якщо відоме максимальне відхилення частоти вхідного сигналу Δfmax неважко обчислити межі зміни напруги на виході частотного детектора [3]:
.(2.29)На схемі, яка зображена на рис. Д.В.2, коливання на вхід частотного детектора підводяться від транзитного підсилювача, який при необхідності може служити також і обмежувачем амплітуди вхідного сигналу.
З двоконтурним фільтром
Схема детектора зображена на рис. Д.В.3 [3]. Перетворювач ЧМ-АЧМ є двоконтурним, фільтр із зовнішньо-ємкісним зв’язком між контурами (можливий також індуктивний зв’язок). До другого підключені два амплітудні детектори, в загальний ланцюг включається дросель (LДР).
Цей ланцюг необхідний для замикання низькочастотних і постійних складових струмів діодів VD1 і VD2. Опір дроселя струмом високої частоти повинен бути великим.
Зі схеми випливає, що контури шунтуються вхідними опорами амплітудних детекторів і притому неоднаково. По відношенню до першого контуру вхідні опори амплітудних детекторів включені паралельно, а по відношенню до другого – послідовно. Тому при розрахунку контурів приймають міри для вирівнювання їх добротностей.
Принцип перетворення ЧМ-АЧМ заснований на зміні фазових співвідношень у контурах. Розглянемо його за допомогою схеми заміщення для коливань високої частоти (рис.2.11) [3] та векторних діаграм (2.12) [3]. При цьому приймемо наступні наближені умови:
(2.30)
