Высокочастотный приемный тракт (стр. 5 из 12)
Изложенные выше соображения позволяют наметить стратегию синтеза малошумящего усилителя на полевом транзисторе, в монолитном интегральном исполнении.
Как сказано выше преселектор состоит из двух полосовых фильтров, двух переключателей и МШУ. Требуемые технические параметры на эти элементы изложены ранее. Произведя обзор по отечественной и зарубежной элементной базе, были выбраны следующие элементы с параметрами, отвечающие требуемым техническим параметрами.
Характеристики фильтра М4553-804:
центральная частота - 804 МГц
потери в полосе пропускания - 2.2 дБ
полоса пропускания - 16 МГц
полоса пропускания по уровню – -30дБ – 47 МГц
входное и выходное сопротивление – 50 Ом
Характеристики переключателя SSW-124 [7]:
потери в прямом включении – 0.7 дБ
потери в обратном включении – 50 дБ
время переключения – 3 нс
управляющее напряжение – 5 В
входное и выходное сопротивление – 50 Ом
Характеристики МШУ MGA – 86563 [7]:
коэффициент усиления – 20 дБ
коэффициент шума на частоте 800 МГц – 2 дБ
Характеристики МШУ MGA – 86563 приведены в приложении С.
2.3 Расчет схемы малошумящего усилителя
 |
Как было выбрано ранее МШУ построим на основе модуля MGA – 86563. Схема электрическая принципиальная приведена на рисунке 2.1. Типовая схема включения приведена на рисунке 2.2[7]:
Рисунок 2.1 Схема электрическая принципиальная MGA-86563.
 |
Рисунок 2.2 Типовая схема включения
В схеме включения в качестве линии передачи используются микрополосковые линии. На входе и выходе микросхемы включены разделительные конденсаторы С1 и С2, для подавления постоянной составляющей напряжения. Номиналы конденсаторов С1 и С2 выбираются таким образом чтобы на рабочей частоте они имели сопротивление на порядок меньше чем сопротивление микрополосковой линии 50 Ом, т.е. порядка несколько Ом. Номиналы емкостей С1, С2 рассчитываются по формуле 2.3.1:
(2.3.1)где ωо – рабочая частота, рад/сек.
По формуле 2.1. получаем что С1=С2 > 39 пФ.
Возьмем номинал конденсатора из стандартного ряда С1=С2=100 пФ. Сопротивление нагрузки R1 возьмем из рекомендаций, т.е. R1=50 Ом. Напряжение питания микросхемы 6 В.
В цепи питания стоят два фильтра, один фильтр образованный С3 и L2 предназначен для устранения паразитной обратной связи по первой промежуточной частоте 5 МГц по цепям питания. Индуктивность L2 рассчитывается по формуле 2.3.2, исходя из того что сопротивление индуктивности на 5 МГц было больше 100 Ом:
(2.3.2) 
где fпр= 5 МГц – первая промежуточная частота.
Выбираем L2= 10 мкГн.
Емкость конденсатора С3 рассчитывается по формуле 2.3.3:
(2.3.3) 
где R=100 Ом – сопротивление индуктивности на частоте 5 МГц
Выбираем из ряда номинальных величин С3=0,047 мкФ
Другой фильтр, образованный С4 и четвертьволновым замкнутым шлейфом, предназначен для устранения паразитной обратной связи по высокой частоте 808 МГц по цепи питания. Размеры четвертьволнового замкнутого шлейфа рассчитаны в пункте 2.4. Номинал конденсатора рассчитывается по формуле 2.3.3, частота задается 808 МГц. Получаем С4=100 пФ.
Индуктивность L1 выбираем рекомендованную дл частоты 800 МГц, равную 10 нГн.
2.4 Расчет микрополосковой линий
Обычно применяемая в СВЧ ИС микрополосковая линия представляет собой несимметричную полосковую линию, заполненую диэлектриком с высокой относительной диэлектрической проницаемостью ε. Конструктивно МПЛ выполняют в виде диэлектрической подложки, на одну сторону которой наносят проводящую полоску в виде пленки металла, а другую полностью покрывают металлической пленкой, которая служит проводящей (заземленной) поверхностью.
Волновое сопротивление МПЛ W зависит от ε и соотношения размеров линии ω/h :
(2.4.1)где W – волновое сопротивление МПЛ,
ε – диэлектрическая проницаемость подложки,
ω – ширина МПЛ,
h – толщина МПЛ.
В качестве подложки используется материал электроизоляционный фольгированный МИ1222-1-35-1,5-1 класс толщиной h=0.8 мм и с диэлектрической проницаемостью ε=5.5 [8]. Из формулы 2.4.1 получим требуемое значение ω для получения заданной величины волнового сопротивления W=50 Ом.
(2.4.2)рассчитаем ω:
МПЛ нуждается в экранировке. Обычно СВЧ ИС для экранировки, а также для защиты от механических повреждений помещают в металлический корпус. Расстояние от его стенок до поверхности подложки с полосковыми проводниками должно быть в 4-5 раз больше толщины подложки, при этом влияние корпуса на электрические параметры МПЛ будет малым.
Рассчитаем четвертьволновой замкнутый шлейф. Длина волны в свободном пространстве выражается по формуле 2.4.3:
(2.4.3)где с = 300000 км/c – скорость света,
f=808 МГц – рабочая частота.
Так как длина волны в МПЛ меньше в свободном пространстве, то пересчитаем длину волны, из графика [9] отношение λо/λв = 2.Тогда длина четверть волнового замкнутого шлейфа равна:
(2.4.4)Ширина четвертьволнового шлейфа та же что и МПЛ, т.е. ω=1.2 мм.
3.1 Выбор схемы смесителя
В приемниках длинных, средних, коротких и метровых волн рационально использовать транзисторные преобразователи частоты. В приемниках дециметровых волн можно применять преобразователи с транзисторными и диодными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесителями. Приемники сантиметровых и миллиметровых волн имеют преобразователи с диодными смесителями. В разрабатываемом приемнике рабочая длина волны 37 см, т.е. дециметровый диапазон, тогда по выше приведенным рекомендациям будем осуществлять синтез транзисторного смесителя, так как диодные смесители имеют больший коэффициент шума и меньший коэффициент усиления что в конечном итоге отразится на уменьшении чувствительности приемника.
Одним из важнейших узлов приемника является смеситель, осуществляющий функцию переноса спектра частот в ту или иную область. В диапазоне СВЧ биполярные транзисторы используются до частот 4..6 ГГц, на более высоких частотах лучшие показатели имеют ПТШ. В зависимости от схемы построения смесители делятся на небалансные (НБС), называемые еще однотактными, и балансные (БС), или двухтактные. Однако НБС в современных приемниках РЛС применяются весьма редко, так как имеют ряд недостатков по сравнению с БС. Ниже рассмотрим преимущества БС. Основным преимуществом является способность подавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получения низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот, а также позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну, что позволяет увеличить скрытность работы пассивной РЛС.
Балансные схемы в основном делают в интегральном исполнении [6]. Для балансных преобразователей используются дифференциальные каскады (рисунок 3.1).
 |
Коллекторное напряжение на смесительные транзисторы VT1 и VT2 подано через среднюю точку катушки индуктивности выходного резонансного контура, настроенного на промежуточную частоту. Токи i1 и i2 транзисторов VT1 и VT2 через выходной контур текут встречно, и выходное напряжение пропорционально их разности. Напряжение гетеродина на смесительные транзисторы подано через транзистор VT3 синфазно. Поэтому токи i1 и i2 с частотой гетеродина, его гармоник и составляющие токов шумов гетеродина, имеющие в обоих транзисторов одинаковые фазы, взаимно компенсируются и не создают напряжения в выходных цепях. Под действием напряжения гетеродина меняется крутизна характеристики каждого из транзисторов VT1 и VT2.
Рисунок 3.1 Схема балансного смесителя.
Напряжение сигнала действует на транзисторы смесителя противофазно, поэтому составляющие тока промежуточной частоты также противофазны. Эти токи в выходном контуре текут встречно, поэтому составляющие промежуточной часты складываются.
Также в балансном преобразователе, как и в балансном усилителе, происходит компенсация четных гармоник преобразуемого сигнала. В частности, в балансном преобразователе компенсируются помехи с частотами полузеркальных каналов.
Балансная схема является аналоговым перемножителем напряжений, построенным по методу переменной крутизны, т.е. на основе зависимости крутизны транзистора от тока эмиттера. Такая схема не балансна по одному из напряжений, одно из них проходит на выход. Схема двойного балансного смесителя для напряжений сигнала и гетеродина приведена на рисунке 3.2. Смеситель построен на основе трех дифференциальных транзисторных пар. Напряжение Uc подано на транзисторные пары VT1, VT2 и VT3, VT4 крутизна характеристик которых меняются под действием напряжения Uг с помощью транзисторов VT5 и VT6. На тразисторы каждой пары напряжение сигнала подается противофазно, а напряжение гетеродина – синфазно на оба транзистора одной пары, но противофазно для разных пар. Токи всех транзисторов определяются ГСТ на транзисторе VT7, напряжение на базе которого стабилизировано цепью из резистора R1 и транзистора VT8 в диодном включении.