Аналоговые перемножители и напряжения (стр. 8 из 9)
Особое место в ряду рассматриваемых АП занимают перемножители для очень низкого напряжения питания – не более ± 1,5 В. В этом случае на возможность использования линеаризующих цепей накладываются ограничения по синфазному сигналу. Так, если в качестве базовой взять схему АП, приведенную на рисунке 2.2, допустимый диапазон изменения сигнала на входах можно определить следующим образом.
Диапазон допустимого синфазного сигнала для различных полярностей сигнала Х:
– для положительной полярности
– для отрицательной полярности
,где UИТ – падение напряжения на источнике тока I0, поэтому меньшее по абсолютной величине значение и будет определять допустимый синфазный диапазон входного напряжения.
Допустимое синфазное напряжение для входа Y также различно для положительной и отрицательной полярности напряжения UY:
– для отрицательной полярности
– для положительной полярности
.Для обеспечения максимально возможного диапазона линейного изменения выходного напряжения необходимо выполнить условие:
Легко показать, что при напряжениях питания ±15 В и токе I0 = 0,5 – 2 мА реально обеспечить возможность работать с напряжениями
но при низких напряжениях питания (например, ±5 В) эти напряжения не могут быть больше 1-2 В, а при напряжении питания ±1,5 – всего лишь 50-100 мВ.При построении перемножителей напряжения на основе транзисторов, выполненных по технологии SiGe (кремний на германии) [20], имеющих, как правило, очень низкое пробивное напряжение, проблема применения линеаризующих цепей стоит наиболее остро. Очевидно, что применение линеаризации в ПНТ требует увеличения напряжения питания на один-два перехода база-эмиттер, что не всегда допустимо.
При исследовании АП, выполненного на основе транзисторов SGB25 (npnVp) [20] с максимальным напряжением UКЭ< 3 В по схеме АП (рис. 2.2), были получены следующие результаты.
Линейность перемножителя оценивалась следующим образом. На один из входов, например Y, подавалось постоянное напряжение, а на вход X – изменяющееся в заданном диапазоне. Изменяющееся напряжение подается дифференциально, а оценка линейности производится следующим образом:
%,где UВЫХ – парафазное выходное напряжение перемножителя; UХ – дифференциальное входное напряжение, К – масштабный коэффициент перемножителя.
Результаты моделирования (в среде Cadence) при UY = 100 мВ и UX= ± 100 мВ и RН = 50 Ом приведены на рисунке 5.8. Максимальное выходное напряжение составляет 22 мВ, что соответствует масштабному коэффициенту преобразования К = 4,5. Отклонение от линейности составляет ± 0,022 %. Столь высокая линейность объясняется полной симметрией схемы и взаимной компенсацией нелинейности преобразования разности напряжений база-эмиттер и напряжения коллектор-база (напряжение коллектор-база транзисторов при питании от ±1,5 В становится отрицательным при UX > 80 мВ, однако сохраняется активный режим работы транзистора – без насыщения).
На рисунке 5.9 представлены графики, характеризующие частотные свойства перемножителя. Полоса пропускания перемножителя по уровню –3дБ составляет 25 ГГц (при частоте fT = 80 ГГц).
Как уже отмечалось, проблема построения высоколинейного перемножителя для низковольтных питающих напряжений достаточно сложна. Обычно цепи компенсации, повышающие линейность перемножителя, тем или иным способом измеряют ток в преобразователе «напряжение-ток» и формируют компенсирующее воздействие. В этом случае, как правило, требуется последовательное включение в цепи коллекторов дополнительных диодов, что потребует повышения питающих напряжений [6]. На рисунке 2.9 представлена схема балансного смесителя, способная работать при напряжении питания не более 3UБЭ. Линейность этой схемы можно оценить с помощью выражений (2.1) и (2.3), а крутизну преобразования – с помощью выражений (5.1) и (5.2):
Рис. 5.8. График изменения выходного напряжения перемножителя
(кривая 1) и отклонение от линейности в % (кривая 2), выполненного
по схеме (рис. 2.2) на транзисторах типа SGB25
Рис. 5.9. АЧХ и ФЧХ перемножителя по схеме (рис. 2.2)
на транзисторах типа SGB25
(5.1) 
(5.2) 
Рис. 5.10. Низковольтный балансный смеситель
Рис. 5.11. График изменения выходного напряжения смесителя (1)
и отклонение от линейности в % (2) при входном сигнале 50 мВ
Рис. 5.12. Логарифмические АЧХ (1) и ФЧХ (2) смесителя
Линейность смесителя оценивалась по той же методике, что и линейность перемножителя при уровне входного сигнала 50 мВ. Как и следовало ожидать, нелинейность весьма высока и превышает 6 %.
Логарифмические АЧХ и ФЧХ сняты при управляющем воздействии 175 мВ, при этом частота среза составила 24,7 ГГц при RН = 50 Ом.
Балансный смеситель, схема которого представлена на рисунке 5.10, обладает низким диапазоном входного сигнала при заданной линейности – не более 50 мВ. Проблему линеаризации такого смесителя и, по сути, превращения его в линейный перемножитель можно решить следующим образом. Как и в случае с перемножителем на основе множительного ядра Джильберта линеаризацию передаточной характеристики дифференциального каскада можно осуществить логарифмированием входного сигнала (рис. 5.13). Причем каналы X и Y в этом случае остаются абсолютно симметричны, и длина электрического пути для сигналов UX и UY одинакова.
Рис. 5.13. Схема перемножителя, полученная модифицированием схемыбалансного смесителя
Результаты моделирования схемы АП (рис. 5.13) представлены на рисунках 5.14–5.15.
Рис. 5.14. Отклонение от линейности линеаризованного смесителя (в %)