Аналоговые перемножители и напряжения (стр. 5 из 9)
Рис. 2.16. Вариант схемотехнической реализации линейного ПНТс повышенной крутизной
Таким образом, сущность повышения линейности ПНТ при использовании цепей компенсации можно сформулировать следующим образом.
Тем или иным способом формируется разность напряжений база-эмиттер, зависящая от сигнального тока преобразователя, формируется компенсирующий ток, отправляемый в нужной фазе на выход преобразователя.
Практически все рассмотренные схемы ПНТ, линейность которых повышена за счет введения компенсирующих токов по такому параметру, как погрешность преобразования, напряжения в ток близки друг к другу. Достоинства или недостатки того или иного схемотехнического решения определяются лишь абсолютным значением крутизны в сравнении с базовой схемой, наличием либо отсутствием p-n-p транзисторов и частотными свойствами. Поэтому проектировщик вправе выбирать схемотехническое решение в зависимости от ограничений, принятых при разработке.
Еще одна возможность компенсации иллюстрируется схемой ПНТ (рис. 2.18). Эта схема уже рассматривалась ранее, и для нее приводилось выражение, учитывающее погрешность преобразования от коэффициента усиления тока базы и конечного выходного сопротивления транзистора со стороны эмиттера (выражение (2.13)).
Рис. 2.17. Схема ПНТ с компенсацией нелинейности в источниках тока дифференциального каскада
Если схему ПНТ с ООС дополнить усилителями тока УТ1 и УТ2 с коэффициентом усиления KI, то с их помощью измеряется базовый ток и отправляется в коллектор соответствующего транзистора. Таким образом, коэффициент, эквивалентный коэффициенту передачи тока эмиттера транзисторов VT6 (VT8), можно сделать равным единице или больше единицы за счет выбора значения KI. В этом случае выражение (2.13) можно представить следующим образом:
(2.21) 
Рис. 2.18. Схема ПНТ с ООС и компенсацией нелинейной зависимости коэффициента усиления тока базы
Следовательно, если KI >1, в знаменателе выражения (2.21) появляется член с отрицательным знаком, который может компенсировать достаточно малое, но конечное значение составляющей, зависящей от выходного сопротивления транзистора со стороны эмиттера.
Рис. 2.19. Схема ПНТ с ООС и компенсацией нелинейности
Рис. 2.20. Зависимость отклонения от линейности крутизны преобразования схемы ПНТ (рис. 2.18)
Физическая реализация такого усилителя тока затруднена, однако эта же идея используется в схеме ПНТ, приведенной на рисунке 2.19. Поскольку приращение тока через резистор RX обусловлено приращением тока через транзистор VT7 или VT9, то пропорциональное приращение тока возникает и в транзисторах VT15, VT16. Приращение токов коллекторов этих транзисторов практически совпадает с приращением токов баз транзисторов VT1 и VT14 с точностью до знака, таким образом реализуется принцип компенсации, показанный выражением (2.21), поскольку S = dIX/dUX.
Результаты моделирования схемы ПНТ (рис. 2.18) приведены на рисунке 2.20 и практически совпадают с результатами моделирования схемы (рис. 2.19). Погрешность преобразования ПНТ в этом случае не превышает 0,0015 % в диапазоне входных напряжений ±1 В, однако следует заметить, что частотные свойства этой схемы существенно зависят от качества боковых p-n-p транзисторов и на амплитудно-частотной характеристике появляется подъем вблизи частоты среза, обусловленный вторым порядком передаточной функции цепи.
2.1.3 Мостовые преобразователи «напряжение-ток»
Как уже отмечалось, основная погрешность линейности преобразования рассматриваемых ПНТ обусловлена существенной режимной зависимостью rЭ от тока эмиттера.
На рисунке 2.21 приведена схема мостового преобразователя «напряжение-ток», в котором влияние выходного сопротивления преобразователя на точность преобразования существенно снижено. В основе такой мостовой схемы лежит «бриллиантовый транзистор» [11]. Действительно, для тока, протекающего через резистор R1, можно записать:
, (2.22)где RВЫХ.1,2– выходное сопротивление соответствующего «бриллиантового транзистора».
Рис. 2.21. Схема мостового преобразователя «напряжение-ток»
Выходное сопротивление «бриллиантового транзистора» можно представить следующим образом:
, (2.23)где rЭ.N, rЭ.Р – дифференциальные сопротивления эмиттеров выходных транзисторов (VT4, VT6) типа n-p-n и p-n-p соответственно; rБ.N, rБ.P– приведенные к выходу объемные сопротивления базы соответствующих транзисторов.
Если пренебречь объемными сопротивлениями базы, выражение (2.23) преобразуется к виду:
.Это значит, что выходное сопротивление бриллиантового транзистора не зависит от тока, протекающего через резистор R1 или, что то же самое, крутизна преобразования напряжения в ток не зависит от уровня входного сигнала.
Реально объемные сопротивления базы транзисторов не равны нулю, более того – они режимно зависимы, так как в объемном сопротивлении базы присутствуют две составляющие. Первая составляющая определяет сопротивление вывода базы и сопротивление внешней области базы, которое не зависит от тока базы. Вторая составляющая характеризует сопротивление активной области базы, находящейся непосредственно под эмиттером – это сопротивление зависит от тока базы [12]. Вид этой зависимости достаточно сложен и носит полуэмпирический характер для различных транзисторов. Однако для многих случаев характер этой зависимости таков, что максимум крутизны преобразования лежит не в окрестности UX = 0, а на краях динамического диапазона и отклонение крутизны от линейности существенно меньше, чем в схеме классического преобразования тока в напряжение на основе дифференциального каскада (рис. 2.3а).
Зависимость тока через резистор R1 в этом случае можно представить как
. (2.24)К достоинствам такого способа построения мостового преобразователя можно также отнести гораздо более широкий динамический диапазон по входному напряжению при заданной погрешности преобразования или возможность уменьшения сопротивления R1 для увеличения крутизны.
С другой стороны, мостовая схема преобразователя имеет в два раза меньшую крутизну по сравнению с базовой схемой (рис. 2.3а), так как результирующее приращение тока через резистор R1 возникает как за счет верхнего, так и за счет нижнего плеча моста, которые имеют противоположные знаки. Поэтому токи коллекторов транзисторов VT4 и VT3 имеют в два раза меньшие приращения, чем ток в резисторе R1.
Повысить крутизну преобразования можно, вводя повторители тока (F1 и F2 на рис. 2.22). Действительно, приращение тока коллектора транзистора VT6 суммируется практически с таким же приращением тока коллектора транзистора VT9, приведенного к резистору R2 через повторитель тока F2.
Результирующее значение тока, определяющее крутизну преобразования для схемы ПНТ (рис. 2.22) можно определить как разность токов, протекающую через резисторы R1 и R2:
, (2.25)где ai – коэффициент передачи тока эмиттера соответствующего транзистора; КI – коэффициент передачи повторителя тока F1 (F2). (Выражение (2.24) получено в предположении, что a6 =a10 »1, a5 =a9 и коэффициенты передачи повторителей тока F1 и F2 равны.)
Очевидно, что при выборе КI > 1 результирующая крутизна преобразования может быть сделана больше, чем в базовой схеме при одинаковых сопротивлениях резисторов R1 и R11 (рис. 2.22).
Коэффициент передачи тока эмиттера для большинства интегральных боковых p-n-p транзисторов может быть существенно меньше единицы и, как правило, при некоторых значениях тока с его ростом начинает снижаться. Это справедливо, например, для транзисторов, входящих в АБМК НПО «Интеграл» (г. Минск) и БМК НПО «Пульсар» (г. Москва). В первом приближении в диапазоне токов 0,1-3 мА зависимость a от тока эмиттера можно аппроксимировать линейной функцией:
, (2.26)где a0 – коэффициент передачи тока эмиттера при IX = 0; А – некоторый коэффициент, имеющий размерность [1/А].