a= = 0.0780.223 = 0.017 дб,
a= 0.0980.23 = 0.023 дб.
5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезкав МПЛ моста, используя формулу:
=27.5
Потери основной линии:
a== 0.22327.3= 0.102дб.
Потери шлейфа:
a= 0.2327.3=0.115дб.
Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за большой величины tg - угла диэлектрических потерь).
6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:
a=a+a= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,
a= a+a= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.
7)КСВ входных плеч моста:
=(2+3a+3a)/(2+a+a),
=(2+33)/(2+0.015+0.014)= 1.07.
Развязка изолированного плеча:
L= 20 lg a+a)/(a+a)],
L= 35дб.
Потери моста:
L= 20 lg(1+a+a),
L= 20 lg(1+0.015 +0.014) = 0.3дб.
Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.
Потерями моста (L0.3дб) можно пренебречь.
Определяем разброс параметров диодов в паре.
Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых СД согласно формуле:
r= rвых СД1/ rвых СД21+ 30/ rвых СД min,
r= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L= 0.5дб.
5.Находим rБС ср= 0.5 rвых СДср = 270 ом и принимаем LБС max = Lпрmax = 6дб.
nбс = nш = 0.85.
Рассчитываем величину :
Lr(дб) = 0.12 + 0.5 + 10lg1.07 = 0.92дб. По графику рис.7.22.[2] определяем коэффициент подавления шума гетеродина
Sш = 26дб.
7.Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:
Рг =123 =6мВт (при расчете оптимальной мощности гетеродина полагается равной паспортной Ргопт =3мВт).
8.Определяем шумовое отношение по формулам:
ma =10lgnгс10RTo ,
где nгс - относительный спектр мощности шума,
ma - выбирается в пределах 100-180 дб/Гц,
R - постоянная Больцмана. R =1.3810 дж/К.
То = 273 К.
nгс = ant lg (ma /10)/10 RTo = ant lg (-180/10)/(101.3810273) = 25дб/Гц.
nг = nгс Рг.
nг = 256 = 150.
9.Рассчитываем коэффициент шума по формуле:
N= LL(n+ n/ LLS+ N-1),
где L- потери СВЧ моста, L=1,
nг - шумовое отношение. nг = 150.
n- шумовое отношение БС. n= 0.85.
S- коэффициент подавления шума гетеродина. S= 26дб.
N- коэффициент шума УПЧ. N= 4.
L- затухания в системе.
N= 1= 12дб.
Гетеродин выбираем по таблице 8.4, приведенной на стр.364[2]. Исходными данными является рабочая частота , выходная мощность мВт, и диапазон электрической перестройки частоты(механической перестройки частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте 17.5 Ггц). Полагаем и =-= 35Мгц, =+=17535Мгц, т.е. рабочая частота гетеродина составляет 17535Мгц, диапазон перестройки = 35 Мгц.
Итак, выбираем гетеродин типа VSX-9012, имеющий параметры:
-рабочая частота : 12.4-18Ггц.
-диапазон механической перестройки: = 0Мгц.
-диапазон электрической перестройки: =1000Мгц.
-выходная мощность гетеродина: 50мВт.
-напряжение питания: U= 8В.
-ток питания: I= 0.4 А.
В генераторах на диодах Ганна с полосковой и микрополосковой конструкцией используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, величина которой изменяется при изменении отрицательного смещения Uов на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи управления частотой. В схему генератора варактор можно включать последовательно или параллельно СДГ (рис.11). Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно- согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной lшл . Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ.
Рис. 12 Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.
6.Проектирование и расчет УПЧ.
Коэффициент усиления по мощности преселектора.
К= КККрурч КрКрпч:
Где К=0.9, Курч =30; К ККрпч- соответственно определяем по вычисленным ранее значениям ранее затуханиям сигналов
в этих устройствах.
К= 1/L
Lузп= 0.8дб =1.21 К=0.825,
Lупзк= 0.66дб = 1.16 Кр= 0.85,
L пч = 6дб = 4 Крпч = 0.25.
К= 0.9= 56.5дб.
2)Мощность сигнала на входе на входе УПЧ при чувствительности Рап=15.510Вт , составит:
Р= 15.5105 = 77.510.
3)Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ, при согласовании этого каскада со смесителем, равно:
Uвхп= , где g= Zм(ом)- входная проводимость транзистора, который будет использоваться в УПЧ. Для УПЧ используют биполярные транзисторы.
В качестве транзистора выбираем ГТ 309А (по таблице приложения 4[2]), т.к. 0.3= 27Мгц. = 90 Мгц и выполняется условие (2-3).
Параметры ГТ 309А:
= 120Мгц, 0.3= 27Мгц, = 30 мА/В, g= 2 мСм, С= 70пф, g= 6мкСм, С= 8пф, С= 2пф, h= 50, Nм= 5дб, Iкбо= 2мкА.
4)Требуемый коэффициент усиления:
Ко= Uвых/Uвх п,
где Uвых - выходное напряжение ПЧ, равное входному напряжению детектору (0.01в).
5)Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ , т.к. ФСИ может дать лучшую избирательность , чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов, создающих основное усиление на ПЧ.
Исходные данные:
= 35Мгц- промежуточная частота,
П= 710Кгц- полоса пропускания,
=20дб- ослабление соседнего канала.
Рис. 13.Принципиальная схема каскада с ФСИ.
6)Определим величину :
= ;
где - промежуточная частота,
собственное затухание контура,
П- полоса пропускания УПЧ.
d = 0.004, П = 1Мгц.
= = 0.38
Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n= 4.
8)Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним звеном:
Sеп1= Sеп/n, где Sеп- ослабление на границе полосы пропускания.
Sеп = 3дб.
Sеп1=3/4 = 0.75
9)По графикам рис.6.4 (стр.284[2]) для = 0.38 и Sеп1= 0.75 находим параметр .
= 0.83.
Определим разность частот среза:
= = 1.4Мгц/0.83 = 1.7Мгц.
11)Определим вспомогательные величины yи :
y= ;
= ;
y= 2/1.7= 1.65; = 0.260.83 = 0.2
12)По графику рис.6.3 находим для = 0.2 и y= 1.65:
S= 8дб.
13)Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной :
S= n,
где DS- ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой.
S= 48дб - 3дб = 29 дб20дб.
14)Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального характеристического сопротивления: Wo= 10кОм.
15)Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам:
m=
m=
Wog= 1010610 = 0.081,
Wog= 1010210 = 201 ;
16)По графикам (рис.6.6) стр.287[2]) определяем коэффициент передачи ФСИ для n= 2, = 0.2
Кпф= 0.65.
17)Рассчитаем коэффициент усиления каскада с ФСИ:
Коф= 0.5m mWoКпф
Коф= 0.510.20301010100.65 = 20.
Для требуемого усиления (140000) необходимо 4каскада. Тогда коэффициент усиления составит 160000. Превышением можно пренебречь.
Рассчитываем элементы, образующие звенья ФСИ.
Где m- соответствует коэффициенту трансформации m, - коэффициент связи (0.7-0.9).
Проектирование детектора широкоимпульсного сигнала с линейной частотной модуляцией.
Устройство, предназначенное для выделения огибающей процесса называется детектором. При UмÐ0.3-0.5В диодный детектор работает в квадратичном режиме. Операцию получения квадрата огибающей выполняют в два приема: сначала с помощью линейного детектора выделяют огибающую, напряжение которой затем подают квадратор. Квадратор относится к устройствам , реализующим операцию умножения процесса на процесс. Наиболее совершенные перемножители - умножители компенсационного типа.
Рис.14. Умножитель компенсационного типа.
При подаче на вход 1 (U) напряжения U реализуется операция возведения в квадрат. Умножитель компенсационного типа состоит из двух перемножителей прямого действия. Простейшим умножителем является избирательный усилитель с регулируемым коэффициентом усиления. Так же в состав умножителя компенсационного типа входит операционный усилитель (ОУ). Амплитудный линейный детектор (АД) выполняют на полупроводниковых диодах или транзисторах. Диодные полупроводниковые детекторы могут иметь как последовательные, так и параллельные схемы включения.
Рис.15. Последовательная схема включения АД.
Источником сигнала является колебательный контур Lк, Ск , индуктивно связанный с выходом резонансного усилительного каскада. К нему подключен детектор , образованный диодом Д и нагрузкой RC. Фильтр (Lф и его паразитная емкость Сф) - уменьшает высокочастотные пульсации выходного напряжения.
Перед детектированием импульсы, принимаемые РЛ приемным устройством, согласно структурной схеме, проходят фильтровую обработку. Фо - представляет собой согласованный фильтр. Фильтр Фв - весовой сумматор на скользящем интервале.
Рис.16.Весовой сумматор на скользящем интервале.
Итак, коэффициенты устройств, входящих в структурную схему (до АД):
Капч= 0.95, Кузп= 0.9, Кувч= 5.5, Купзк= 0.92, Кпч= 0.5, Купч= 1,6 , Кф= 0.1; после СФ (т.к. он ослабляет сигнал), необходимо ввести в схему усилитель с коэффициентом передачи: Кус= 10.
Введем каскад с ОЭ.
8.Проектирование АПЧ.
Для автоподстройки частоты гетеродина можно использовать частотный детектор приемника и управитель частоты (УЧАП), который должен работать при относительно медленном изменении частоты, вызванном нестабильностью передатчика и гетеродина приемника.
Рис.16. Принципиальная схема АПЧ.
В системе АПЧ используется частотный детектор. Его подключаем к каскаду УПЧ , выполненному на интегральной микросхеме К224УС3. Частотный детектор выполнен на расстроенных контурах с последовательным резонансом. (Д1, Д2, С1- С4,L1, L2, R1, R2).
Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на его выход ставим эммиттерный повторитель, в качестве которого использовали микросхему К2УЭ182 . Коэффициент передачи ЭП - Кэп= 0.9. Учитывая , что уровни сигналов на входе на выходе ЧД велики, видеоимпульсы после ЭП необходимо усиливать в разных каналах.
Пиковые детекторы (на Д3 и Д4) - для формирования регулирующих напряжений, которые складываются после пиковых детекторов для получения результирующей характеристики частотного детектора.